如何做到在電源設計中減少MOSFET損耗的同時提升EMI性能

MOSFET

MOSFET簡稱金氧半場效晶體管（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor, MOSFET）是一種可以廣泛使用在模擬電路與數(shù)字電路的場效晶體管（field-effect transistor）。MOSFET依照其“通道”（工作載流子）的極性不同，可分為“N型”與“P型” 的兩種類型，通常又稱為NMOSFET與PMOSFET，其他簡稱尚包括NMOS、PMOS等。

MOSFET的主要參數(shù)

場效應管的參數(shù)很多，包括直流參數(shù)、交流參數(shù)和極限參數(shù)，但一般使用時關注以下主要參數(shù)：

1、IDSS—飽和漏源電流。是指結型或耗盡型絕緣柵場效應管中，柵極電壓UGS=0時的漏源電流。

2、UP—夾斷電壓。是指結型或耗盡型絕緣柵場效應管中，使漏源間剛截止時的柵極電壓。

3、UT—開啟電壓。是指增強型絕緣柵場效管中，使漏源間剛導通時的柵極電壓。

4、gM—跨導。是表示柵源電壓UGS—對漏極電流ID的控制能力，即漏極電流ID變化量與柵源電壓UGS變化量的比值。gM是衡量場效應管放大能力的重要參數(shù)。

5、BUDS—漏源擊穿電壓。是指柵源電壓UGS一定時，場效應管正常工作所能承受的最大漏源電壓。這是一項極限參數(shù)，加在場效應管上的工作電壓必須小于BUDS。

6、PDSM—最大耗散功率。也是一項極限參數(shù)，是指場效應管性能不變壞時所允許的最大漏源耗散功率。使用時，場效應管實際功耗應小于PDSM并留有一定余量。

7、IDSM—最大漏源電流。是一項極限參數(shù)，是指場效應管正常工作時，漏源間所允許通過的最大電流。場效應管的工作電流不應超過IDSM。

如何做到電源設計減少MOS管損耗的同時提升EMI性能

MOSFET作為主要的開關功率器件之一，被大量應用于模塊電源。了解MOSFET的損耗組成并對其分析，有利于優(yōu)化MOSFET損耗，提高模塊電源的功率;但是一味的減少MOSFET的損耗及其他方面的損耗，反而會引起更嚴重的EMI問題，導致整個系統(tǒng)不能穩(wěn)定工作。所以需要在減少MOSFET的損耗的同時需要兼顧模塊電源的EMI性能。

開關管MOSFET的功耗分析

MOSFET的損耗主要有以下部分組成：1.通態(tài)損耗;2.導通損耗;3.關斷損耗;4.驅動損耗;5.吸收損耗;隨著模塊電源的體積減小，需要將開關頻率進一步提高，進而導致開通損耗和關斷損耗的增加，例如300kHz的驅動頻率下，開通損耗和關斷損耗的比例已經(jīng)是總損耗主要部分了。

MOSFET導通與關斷過程中都會產(chǎn)生損耗，在這兩個轉換過程中，漏極電壓與漏極電流、柵源電壓與電荷之間的關系如圖1和圖2所示，現(xiàn)以導通轉換過程為例進行分析：

t0-t1區(qū)間：柵極電壓從0上升到門限電壓Uth，開關管為導通，無漏極電流通過這一區(qū)間不產(chǎn)生損耗;

t1-t2區(qū)間：柵極電壓達到Vth，漏極電流ID開始增加，到t2時刻達到最大值，但是漏源電壓保持截止時高電平不變，從圖1可以看出，此部分有VDS與ID有重疊，MOSFET功耗增大;

t2-t3區(qū)間：從t2時刻開始，漏源電壓VDS開始下降，引起密勒電容效應，使得柵極電壓不能上升而出現(xiàn)平臺，t2-t3時刻電荷量等于Qgd，t3時刻開始漏極電壓下降到最小值;此部分有VDS與ID有重疊，MOSFET功耗增大

t3-t4區(qū)間：柵極電壓從平臺上升至最后的驅動電壓(模塊電源一般設定為12V)，上升的柵壓使導通電阻進一步減少，MOSFET進入完全導通狀態(tài);此時損耗轉化為導通損耗。

關斷過程與導通過程相似，只不過是波形相反而已;關于MOSFET的導通損耗與關斷損耗的分析過程，有很多文獻可以參考，這里直接引用《張興柱之MOSFET分析》的總結公式如下：

MOSFET的損耗優(yōu)化方法及其利弊關系

（一）

通過降低模塊電源的驅動頻率減少MOSFET的損耗，EMI問題及其解決方案。

（二）通過降低、來減少MOSFET的損耗

典型的小功率模塊電源(小于50W)大多采用的電路拓撲結構為反激形式，典型的控制電路如圖3所示;從MOSFET的損耗分析還可以知道：與開通損耗成正比、與關斷損耗成正比;所以可以通過減少 、來減少MOSFET的損耗，通常情況下，可以減小MOSFET的驅動電阻Rg來減少、時間，但是此優(yōu)化方法卻帶來嚴重的EMI問題;以金升陽URB2405YMD-6WR3產(chǎn)品為例來說明此項問題：

1)URB2405YMD-6WR3采用10Ω的MOSFET驅動電阻，裸機輻射測試結果如下：

2)URB2405YMD-6WR3采用0Ω的驅動電阻，裸機輻射測試結果如下：

從兩種不同的驅動電阻測試結果來看，雖然都能夠通過EN55022的輻射騷擾度的CLASS A等級，但是采用0歐姆的驅動電阻，在水平極化方向測試結果的余量是不足3dB的，該方案設計不能被通過。

（三）降低吸收電路損耗來減少損耗

在模塊電源的設計過程中，變壓器的漏感總是存在的，采用反激拓撲式結構，往往在MOSFET截止過程中，MOSFET的漏極往往存在著很大的電壓尖峰，一般情況下，MOSFET的電壓設計余量是足夠承受的，為了提高整體的電源效率，一些電源廠家是沒有增加吸收電路(吸收電路如圖3標注①RCD吸收電路和②RC吸收電路)來吸收尖峰電壓的。但是，不注意這些吸收電路的設計往往也是導致EMI設計不合格的主要原因。以金升陽URF2405P-6WR3的吸收電路(采用如圖3中的②RC吸收電路)為例：

1)驅動電阻Rg為27Ω，無RC吸收電路，輻射騷擾度測試結果如下：

2)驅動電阻為27Ω;吸收電路為電阻R和C 5.1Ω 470pF，輻射騷擾度測試結果如下：

從兩種不同的吸收電路方案測試結果來看，不采用吸收電路的方案，是不能通過EN55022輻射騷擾度的CLASS A等級，而采用吸收電路，則可以解決輻射騷擾度實驗不通過的問題，通過不同的RC組合方式可進一步降低輻射騷擾。

MOSFET的功耗優(yōu)化工作實際上是一個系統(tǒng)工程，部分優(yōu)化方案甚至會影響EMI的特性變化。上述案例中，金升陽R3系列產(chǎn)品將節(jié)能環(huán)保的理念深入到電源的開發(fā)過程中，很好地平衡了電源整體效率與EMI特性，從而進一步優(yōu)化了電源參數(shù)。將電源參數(shù)進一步優(yōu)化，更能兼容客戶系統(tǒng)，并發(fā)揮真正的電子系統(tǒng)“心臟”作用，源源不斷的輸送能量。

如何減少mos管損耗的方法

1、晶體管緩沖電路

早期電源多采用此線路技術。采用此電路，功率損耗雖有所減小，但仍不是很理想。

①減少導通損耗在變壓器次級線圈后面加飽和電感，加反向恢復時間快的二極管，利用飽和電感阻礙電流變化的特性，限制電流上升的速率，使電流與電壓的波形盡可能小地重疊。

②減少截止損耗加R、C吸收網(wǎng)絡，推遲變壓器反激電壓發(fā)生時間，最好在電流為0時產(chǎn)生反激電壓，此時功率損耗為0。該電路利用電容上電壓不能突變的特性，推遲反激電壓發(fā)生時間。為了增加可靠性，也可在功率管上加R、C。但是此電路有明顯缺點：因為電阻的存在，導致吸收網(wǎng)絡有損耗。

2、諧振電路

該電路只改變開關瞬間電流波形，不改變導通時電流波形。只要選擇好合適的L、C，結合二極管結電容和變壓器漏感，就能保證電壓為0時，開關管導通或截止。因此，采用諧振技術可使開關損耗很小。所以，SWITCHTEC電源開關頻率可以做到術結構380kHz的高頻率。

3、軟開關技術

該電路是在全橋逆變電路中加入電容和二極管。二極管在開關管導通時起鉗位作用，并構成瀉放回路，瀉放電流。電容在反激電壓作用下，電容被充電，電壓不能突然增加，當電壓比較大的時侯，電流已經(jīng)為0。

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